滤波器设计论文模板(10篇)

导言：作为写作爱好者，不可错过为您精心挑选的10篇滤波器设计论文，它们将为您的写作提供全新的视角，我们衷心期待您的阅读，并希望这些内容能为您提供灵感和参考。

篇1

2滤波器设计仿真

根据实践需要，设计满足上级输出电路阻抗为100Ω、下级输入电路阻抗为50Ω、截止频率为5MHz的5阶巴特沃斯低通滤波器。普通差分滤波器由于其极点与单端滤波器极点相同，故具有相同的传递函数，因而依据单端滤波器配置的差分结构滤波器能够满足指标要求。在差分结构形式上进行接地优化后，由于接地电容具有低通滤波功能，不同电容值C会导致不同频段幅频响应迅速衰减。图2～图5分别为普通差分滤波器与多处接地差分滤波器的配置电路与幅频特性曲线。由仿真结果可得，截止频率为5MHz的多处接地差分滤波器幅频响应在9MHz内迅速衰减至-50dB，而后在10MHz处上升为-30dB；而普通滤波器幅频特性在9MHz处为-20dB，在10MHz处为-22dB。因此，接地优化滤波器幅频特性曲线总于普通差分滤波器幅频特性曲线形成的包络内，故多处接地达到了过渡带变窄与抑制高频的效果，因而接地优化电路设计通过仿真是可行的。

3实物验证与分析

由于实际电路与理想条件有一定差异，可能导致实际效果与仿真结果不符，为验证接地优化差分滤波器，在实际电路中能够提高截止频率附近幅频特性与抑制高频干扰的能力，将上一节仿真通过的普通差分滤波器与接地差分滤波器制作成PCB电路，通过矢量网络分析仪测试其频率特性，结果如图6～图9所示。由图可得，多处接地差分滤波器电路中，由于接地电容相当于一阶低通滤波器，所以由接地电容与普通差分滤波器组成低通滤波网络能够大幅提高滤波器截止频率附近幅频特性。同时，由于容抗Zc=1/2πfC随f增大而减小，在高频时几乎为零，高频信号可以通过电容落地，故其在高频抑制能力上大大优于普通滤波器。因而接地优化在实际电路应用中是真实有效的，可以应用于抑制高频信号的低通滤波器中。

篇2

中图分类号:TP391.4文献标识码:A文章编号:1009-3044(2009)31-pppp-0c

A Robust VAD Method Using Differential Frame Energy

ZHANG Wei-wei

(School of Electronic and Information Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China)

Abstract: A robust Voice Activity Detect(VAD) algorithm is presented using differential frame energy output.. Moving Average Filter is used to filter the frame energies and get the output compared with pre-decided threshold, based on which the current frame is labeled as speech、noise and transition status. Three sub-status are designed to eliminate the effect of impulse noise and high level stationary noise. First Order Difference of Moving Average Filter is used to get more comformable results in start point and end point detection. Simulation shows that the proposed algorithm outperformes traditional energy-based VAD algorithms and is robust in detecting voice activities under different SNR levels.

Key words: voice activity detect; moving average filter; finite state machine; first order difference

活动性检测(Voice Activity Detect)又称端点检测,在语音信号数字处理当中具有十分重要的作用。包括语音识别、说话人识别与确认、语音合成、语音编解码等各种应用在内,都离不开语音活动性检测[1]。对于语音识别以及说话人识别与确认系统而言,如果端点检测的结果不够准确,系统的识别性能就得不到保证,另外,如果语音端点检测的结果过于放松,则会增加过多的静音部分,造成系统运算量的增加,同时对识别结果也具有负面影响[2]。

传统的语音活动性检测方法主要采用语音信号的基本短时参数:短时能量、过零率等。汉语中的浊音部分短时能量和清音部分短时能量在有声\无声段的区别明显。经过大量的实验,可以统计出短时能量和过零率在有声段和无声段的区别,从而设定阈值,决定当前语音帧属于有声段还是无声段[1]。但是,这种方法在噪声环境中的判别性能有所下降,当信噪比低于一定程度的时候,甚至无法得到正确的判别结果,对于大多数实际应用系统来说,这个问题显得尤其重要。论文提出了一种噪声环境下稳健的语音活动性检测方法,该方法对于不同噪声水平的环境下的语音活动性检测具有很好的鲁棒性。

1 算法流程

论文算法的系统结构如图1所示。

1)窗选帧能量:对输入语音信号进行分帧、加汉明窗,并在一个队列结构当中保存相邻的M帧能量作为滑动滤波器的输入。

2)滑动平均滤波器:常规的M阶时域滑动平均滤波器定义为M个采样的算术平均,

即:

■ (1)

在这里,考虑到在一段时间之内,噪声信号动态范围往往没有语音信号的动态范围大[5],也就是说,噪声信号的能量分布相对比较集中,因此,在一段窗选信号范围内,帧能量间的差距越小,则该段窗选信号属于噪声的可能性就越大,由于语音信号的动态范围比较大(一般在30dB左右),如果一段窗选信号范围内多数为语音信号,各帧能量的差距会比较大[6]。基于此,我们选择一个完整周期内具有对称正负半周的滑动平均滤波器来对窗选帧能量进行滤波。滤波器的具体形式可以有多种选择,最简单的形式如图2所示。具有类似特点的还有正弦函数型滑动平均滤波器、升余弦型滑动平均滤波器等[3],考虑到减小吉布斯效应[4]的要求,本文选择了论文[7]提出的一种最佳滑动平均滤波器,其形式如图3所示。

该滤波器的输入-输出关系如式2所示,其中A、Ki、S为滤波器的参数。该滤波器对于短时能量序列的输入输出具有以下特点:

① 对于一段平缓的短时能量输入序列,保持零输出。比如平缓的背景噪声或者保持平稳能量值的语音,输出值接近零;

② 对于一段递增的短时能量输入序列,输出值也相应递增;

③ 对于递减的短时能量输入序列,输出值相应递减;

■ (2)

假设M帧连续帧能量用Ei来表示,最佳滑动滤波器的参数用fi来表示,i=1,2,…,M,对M帧连续的帧能量进行线性滤波,滤波器的输出用Fout来表示,得到公式3如下所示:

■(3)

3)求解滤波器输出一阶差分:差分特征作为一种动态特征,能够更好地反映序列的变

化趋势,在语音识别应用中,一阶差分与二阶差分作为动态特征引入特征向量,能够得到更加稳健的特征向量,从而提高识别率。在论文当中,为了更好地反应滤波器滤波输出的变化,引入反映滤波器输出动态变化的一阶差分特性,求解当前滤波器加权能量输出与前一帧滤波器输出的差值,作为反映滤波器输出变化的向量。假设滤波器在各个时刻的输出用向量 A=[a0a1a2…aN]T来表示,其中N为帧数,αi为i时刻的滤波器输出Fout,则经过差分运算之后的输出为向量B=[b0b1b2…bN]T,其中: ■(4)

4)三态状态机:设计一个具有三个状态的有限状态机来进行帧状态的判定。首先,设定每帧存在speech、silence和temp三个状态,分别表示语音帧、静音帧和过渡帧,其中temp状态由三个子状态组成,各个子状态之间可以进行有条件地相互跳转,其作用是在静音帧向语音帧转移的过程中,根据设定的条件充分吸收背景噪声的影响,提高真实的语音帧被正确判决出来的概率。传统的能量判据在抵抗突发噪声干扰以及低信噪比环境下语音信号起始点的判定方面性能较差,采用过渡态可以有效地去除高能量平稳噪声和突发噪声的影响,在这里,过渡状态temp的作用相当于一个缓冲状态,所有从静音帧到语音帧或者从语音帧到静音帧的转移都要首先经过过渡帧,在它的三个子状态中完成对帧状态的细判,因此,算法首先有一个简单能量的判别,该阶段能量阈值T1的设置较宽松,其目的是为了剔除掉可能存在的能量值非常小的静音段,如果某一帧的能量超过了T1,则进入到过渡态temp,图5给出了过渡态temp中进行细判的状态转移图。首先,在子状态1判断当前帧能量与上一帧能量的差值,若该值小于阈值DIF,则认为当前帧可能属于平稳背景噪声,继续停留在子状态1,若差值大于DIF,则进入子状态2,在子状态2中,设置一个参数Duration来表示能量高于T1的连续信号帧数,若该值大于阈值MAX_Dur,则可以认为此段信号不属于冲击型突发噪声,此时进入子状态3,否则继续停留在子状态2。在子状态3中,定义信号帧的低频能量为频率在400Hz以下频谱分量的能量总和,对于语音信号来说,其低频能量一般较高,同时低频能量占总能量的比例要高于大部分噪声信号,设置低频能量阈值Elow和能量因子ρ,如果当前信号帧的低频能量大于Elow并且能量因子同时大于ρ,则判定该帧信号为语音信号,进入状态speech,如果低频能量的值较大而能量因子的值不高,则当前帧属于高能量噪声的可能性很大,此时返回到过渡态的子状态1继续判断,在过渡态的各个子状态和speech状态,如果当前信号帧能量小于T1,则跳转到silence状态继续判断,为了跟踪背景噪声的变化趋势,如果状态处于silence的帧数超过一定的数量,则更新原始的能量阈值T1。由此可以看出来,过渡态中的三个子状态分别起到了消除平稳背景噪声、突发噪声和高能量背景噪声干扰的作用。

各个状态之间的转化条件由a~f来表示,下面分别予以介绍:

1) 从temp状态各个子状态或者speech状态跳转回silence状态。判断条件是滤波器输出bi

2) 从silence状态进入temp状态子状态1。判断条件是滤波器输出T1

3) 从temp子状态1进入temp子状态2。判断条件是连续两帧滤波器输出的差值大于DIF,否则仍然处于temp子状态1或者返回silence。

4) 从temp子状态2进入temp子状态3。判断条件是能量大于T1的帧数Duration>MAX_Dur,否则仍然处于temp子状态2或者返回silence。

5) 从过渡态temp进入有声态speech。判断条件是低频能量大于Elow且能量因子大于ρ,如果低频能量高于Elow而能量因子小于ρ,则返回到temp子状态1,否则仍然处于子状态3或者返回silence。

2 实验结果

选取一段单通道、8K采样、16bit量化的wav数据作为纯净语音信号,分别构造5dB和0dB信噪比条件下的两段语音数据(噪声类型为零均值、单位方差的白噪声),实验数据如图5所示。选取帧长32ms,帧移16ms,滤波器阶数M=25,图6给出了两种情况下含噪语音数据各帧的帧能量,可以看出来,仅仅利用传统的帧能量进行端点判决,判定结果极大地依赖于环境噪声的水平,判定结果缺乏稳健性。与之对比,图7给出了使用论文算法得到的两种情况下的输出参数,可以看出,在引入了滑动滤波器进行滤波输出和一阶差分运算之后,判定结果受环境噪声水平变动的影响很小,两种输入信噪比情况下输出参数曲线拟合地很好,算法对于平稳噪声干扰能够得到稳健的检测结果。

为了检验论文算法对不同类型突发噪声干扰的稳定性,在安静实验室环境下利用高性能麦克风采集8K采样、16bit量化的测试噪声数据库,其中男性60人,女性24人,包括嘴吹气声、鼻子呼气声、拍手声、拍桌子声、敲桌子声等,每人每种噪声重复5遍。针对噪声库中的噪声类型,在纯净语音信号开始之前添加一小段干扰噪声信号,使用算法进行端点检测。定义检测的前后端点位置和人工标注的端点之间的差距都小于5帧时,端点检测结果正确。表1列出了对于一些平稳噪声和突发噪声的实验结果,可以看出对于拍手、敲桌子等突发型环境噪声均可以较好地被采用三个子状态的过渡态吸收掉,同时,对于嘴吹气、鼻子吹气等较平稳噪声的吸收效果也很好。

表1 论文算法对不同类型噪声的吸收效果

■

3 结论与总结

针对噪声环境下语音活动性检测准确性下降的问题,论文提出了一种基于最佳滑动滤波

器的窗选帧信息语音活动性检测算法,利用最佳滑动滤波器对若干帧能量进行滤波,为了提高滤波结果的稳健性,对滤波所得的能量序列求解一阶差分运算,将得到的差分输出经过一个三态有限状态机进行决策,利用包含三个子状态的过渡态充分吸收各种高能量平稳噪声和常见突发噪声,从而得到较好的端点检测结果。仿真结果证明了该算法在不同性噪比条件下进行端点检测的有效性。同传统的基于短时参数(短时能量、短时过零率)的端点检测算法相比,论文算法具有能够胜任大动态范围噪声水平变化条件下进行准确端点检测的能力,同时对于一些常见的突发噪声具有较好的吸收作用。此外,论文算法计算量小,非常适合作为语音增强、语音识别系统的高性能端点检测模块来使用,具有较大的应用前景。

参考文献:

[1] 杨行峻,迟惠生.语音信号数字处理[M].北京:电子工业出版社,1998:25-27.

[2] 丁玉国,梁维谦,刘加,等.一种应用于嵌入式语音识别的端点检测算法[J].计算机应用研究,2006,1(4):193-195.

[3] 程佩青.数字信号语音处理教程[M].2版.北京:清华大学出版社,2001:348-352.

[4] 郑君理,应启衍,杨为理.信号与系统[M].2版.高等教育出版社,2000:97-101.

篇3

2巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器比较

按照低通滤波器的衰减特性，可以分为巴特沃斯滤波器、切比雪夫滤波器、考尔参数滤波器和一般参数滤波器。后两类滤波器要求元件严格符合设计值，而且为了达到设计的目的所需的阶数都较高这为滤波器的实现带来了困难[6]，因此本文仅针对巴特沃斯和切比雪夫滤波器的输出特性进行讨论。

2.1巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器简介巴特沃斯滤波器又称最平响应滤波器，在靠近零频率（直流）处具有一个最平通带，其平坦度随着阶数的增大而增大。趋向阻带时，衰减单调增大，在ω=∞上出现无限大值。其衰减特性如图1a所示。当截止频率为ωp时，其传输函数的模平方和衰减分别为切比雪夫滤波器的特点是，通带内衰减在零值和所规定的上限值之间做等起伏变化；阻带内衰减单调增大，在ω=∞上出现无限大值。其传输函数的模平方和衰减分别为

2.2相同衰减特性时阶数的确定首先研究一下当Ω很大时，巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器的衰减特性。由式（2），若Ω1，则巴特沃斯滤波器衰减近似为由上式可知切比雪夫滤波器的衰减特性渐进于由起始值6(n?1)+20lgε开始，按每倍频程6ndB的速率上升的直线。且假设通带最大衰减为Ap，两滤波器有共同的表达式p20.1101Aε=?巴特沃斯滤波器阶数选取公式

3PWM整流器直流滤波器分析

3.1滤波器阶数的选取当整流器为电流源型PWM整流器时，其输出充电电流的谐波含量与整流变压器输出电压U0、调制比m、直流侧储能电感L、电池内阻r0以及电池端电压E0有关，当U0、r0和E0已定，PWM整流器输出电流谐波随着m的增大而减小。考虑极端的情况，假设oU/3=150V，电池端电压为E0=48V（根据目前实验室已有的条件，模拟4节12V/150A的串联电池组），r0=0.3Ω，直流侧储能电感为3mH，则按照10h率充电的原则，调制比应设在0.23左右，输出电流谐波含量为14.5%。因为PWM整流器输出谐波主要为高次谐波且与开关频率k有关[7]。按照2.1.1节方法，重新设计滤波器阶数，则巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器的阶数都为3。

3.2相同阶数时两类滤波器比较分析同为3阶时巴特沃斯和切比雪夫滤波器的响应时间。根据文献[8]，我国低压电网的阻抗值远大于动力蓄电池组的阻抗值，因此设计按匹配型滤波器设计充电机的直流滤波器会影响滤波效果，缩小输出电流的可调范围。按照非匹配型滤波器设计，并根据系统电压可近似看作恒定不变的特点，以恒压源激励的非匹配型滤波器设计两类三阶的滤波器。恒压源激励的三阶巴特沃斯和切比雪夫滤波器拓扑结构相同，如图2所示。参数见表1。系统的响应时间可近似由其阶跃响应得到。因为电池充电时滤波器两侧都有电源，将图2所示结构滤波器看作是由端口N1和N2构成的含源双端口网络，很容易写出当N1激励为U1，N2激励为E1时，N2电流I2对U1和E1的响应为当电池组内阻为0.3Ω，Ap取1～10之内的整数时巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器的参数见表1。其中电感的单位为毫亨，电容的单位为微法。将表1的数据代入式（7）求拉氏反变换即可求出其阶跃响应。理论上说两滤波器的阶跃响应都是趋于无穷远处的减幅振荡，为了比较两滤波器的响应速度，认为振荡幅值小于稳定值的0.1%时即达到稳态，则系统响应时间见表2响应时间对应数据。

4仿真验证

4.1电流型PWM整流器滤波基于Matlab环境按照图2所示搭建电池充电系统，其中整流器选择电流型PWM整流器。因为电流型PWM输出电流谐波含量与整流变压器输出电压U0、调制比m、直流侧储能电感L、电池内阻r0以及电池端电压E0有关，论文仅讨论其他因素一定，调制比较低时的滤波效果（此时输出谐波含量较高）。此时仿真系统内参数设置为，整流变压器输出相电压为150V，直流储能电感为3mH，电池内阻为0.3Ω，端电压为48V，按照20A充电，m=0.23。将表1数据分别代入该系统的滤波器，仿真比较巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器输出的滤波波形及其滤波效果。计算出相对于直流的谐波畸变率。因为滤波后各次谐波含量基本在0.5%以下，为了便于观察谐波分布情况，图中将基波含量略去不显示。计算结果见表2。限于篇幅，本文仅给出当Ap=5时，电流型PWM整流器输出电流波形，如图3所示。从表2和图3可以看出，当滤波器的阶数为3时，巴特沃斯滤波器的滤波效果和响应时间，整体输出性能要优于切比雪夫滤波器，因而更加适合于电流型PWM整流器直流侧滤波器的设计。

4.2三阶滤波器与滤波电感的比较因为直流侧电感的取值是限制电流型PWM整流器应用的一个关键因素，根据文献[10]，要达到电池充电低纹波的要求，电感取40mH。因此本文设计了当直流侧仅用40mH电感滤波的电路，与Ap=5时巴特沃斯滤波器的滤波效果进行比较，仿真波形如图4所示。由图4可以看出，稳态时电感两端压降达到212V，而滤波器仅为60V。因为本文仿真所用为理想元件，因此对输出电流几乎没有影响，但是实际上电感元件是有内阻的，如此大的压降必定会产生巨大的损耗，这直接造成了能源的浪费。如果将滤波电感的内阻设为0.14Ω，则充电电流仅为15.6A（此部分在实验部分有进一步的验证）。因为电感滤波响应时间较慢，因此论文选取1.98～2s间的数据进行分析，当以直流为基准时，计算输出电流谐波含量，电感滤波计算结果为0.5710，滤波器计算结果0.3492，而且三阶滤波器的响应时间明显少于电感滤波的响应时间。仿真表明，无论对电感的需求还是实际滤波效果，三阶滤波器的效果要优于电感滤波。

5实验论文进行了三方面的实验验证：首先根据同一输出特性，设计了相同阶数和拓扑结构的巴特沃斯和切比雪夫滤波器进行滤波实验，验证两组滤波器在相同要求下各自不同的输出特性；然后在开环情况下，通过改变PWM整流器的占空比m改变输出电流的数值，以验证巴特沃斯滤波器的响应速度和稳态性能；最后进行了纯电感滤波和采用三阶滤波器滤波时，滤波电流响应速度和稳态性能的比较，验证三阶滤波器在响应速度和减小损耗两方面的优点。

5.1两滤波器输出特性比较图5所示为当Ap=3时，巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器滤波前后电流波形以及滤波后电流频谱分析的结果。其中图5a和图5b是两滤波器滤波前后电流的对比，上半部分为滤波器输入电流，下半部分为滤波器输出电流，图5c和图5d是将数字滤波器DL1600采集的电流数据进行频谱分析后的结果。因为滤波后谐波含量较小，含量最大的为0.3%，因此显示时略去了柱状图中表示直流电流含量的部分，以便观察。由实验波形可以看出，两滤波器在稳态的滤波效果是满足滤波要求的，切比雪夫滤波器因为在阻带有较高的衰减增长速率，因而稳态滤波效果优于巴特沃斯滤波器。但是切比雪夫滤波器的传输函数在阻带内有等波纹的衰减，而巴特沃斯滤波器在阻带内衰减是平坦的，两者的传输特性决定了在相同的设计要求下，切比雪夫滤波器的响应速度比巴特沃斯滤波器要慢得多。为了增加直流侧滤波器频率较低谐波的衰减，需要增大Ap取值，这将增加切比雪夫滤波器的响应时间。在实验中切比雪夫滤波器需要120ms达到稳态，而巴特沃斯滤波器仅需40m即可达到稳态。

5.2巴特沃斯滤波器的响应特性在开环情况下通过改变调制比m改变输出电流I0，以验证滤波器的综合性能。调制比m数值由0.40.70.40.7，实验结果如图6所示。其中图的上半部分是滤波前的电流的波形，图的下半部分是滤波后的波形。限于篇幅略去了FFT的分析结果。经计算总谐波含量均小于0.5%。实验表明滤波器具有良好的滤波效果和响应速度。

5.3电感滤波与三阶滤波器的比较图7所示为电池端电压12.8V，变压器输出35V，直流侧采用三阶巴特沃斯滤波器和仅采用40mH电感滤波的实验波形。由于电感滤波时，PWM整流和电感是串联电路，因此无法进行滤波前后波形对照。但是因为图7a和图7b中除了滤波元件外，其他实验条件完全相同，因此电感滤波前的波形可以参考图7a中滤波前的波形。二者输出电流的频谱分析如图7c和图7d所示。从实验结果可以看出，三阶滤波器滤波电流频谱中6次及以上的谐波含量非常小。这是因为滤波器设计时以6次为阻带频率的起点；大于6次的谐波对应的衰减是按照频率的增大单调上升的直线。谐波次数越高，对应的衰减越大，因而6次及以上的谐波得到了很好的抑制。而电感滤波虽然对于最高次谐波的滤除效果接近三阶滤波器，但是总的谐波含量要大得多，这是因为电感滤波仅仅是利用元件“恒流”的原理减小电流纹波的缘故。因此三阶滤波器虽然所用两个电感远小于电感滤波时需要的电感值，但是滤波效果和响应速度要优于电感滤波。由实验还可以看出，由于电感的压降远大于滤波器压降，其损耗大于三阶滤波器，因此在相同的条件下，其输出电流仅为滤波器滤波的80%。用电桥法测量电感的内阻为0.14Ω，此结果进一步验证了仿真的结论。本实验证明，电流型PWM滤波器直流侧采用三阶巴特沃斯滤波器后，选用较小的电感值就能输出相对恒定的电流（谐波含量小于0.5%），达到大电感才能达到的滤波效果。而且由于滤波器两端的压降小于纯电感，因此损耗较小，能够输出更大的电流。

篇4

中图分类号:TN713文献标识码:A文章编号:16723198(2009)21028302

1 引言

随着移动通信技术的发展,研制小型化高性能的微波滤波器成为一种必然趋势。其中SIR(阶梯阻抗谐振器)滤波器是一种比较独特的平行耦合带通滤波器,由Mitsuo Makimoto和Sadahiko Yamashita于1980年首先提出,SIR滤波器具有尺寸小、易于集成、成本低的特点外,通过控制耦合线段和非耦合线段,可以控制寄生通带的位置,从而解决了谐波抑制的问题,在L波段和S波段得到了广泛的应用。

2 设计原理

一般的设计谐振器级联构成的滤波器过程是,首先根据给定的滤波器指标(如中心频率f0,相对带宽FBW,插入损耗和带外抑制等),通过低通原型获得滤波器的设计参数(级数n和低通元件值gj),然后基于选用的谐振器形式计算滤波器的电参数和结构参数。

对于如图1所示的三阶半波长SIR滤波器,其设计的电参数和结构参数一般基于以下的设计过程。

首先根据中心频率确定单个SIR谐振器的结构参数,如图2所示。其中Wc和Wt的选择将决定滤波器的寄生通带位置,而Sc、Lc和Lt长度的选择将决定滤波器的中心频率位置。然后根据级间耦合系数确定缝隙大小,如图3所示。其中S的大小将决定滤波器的相对带宽。再根据外部品质因素确定抽头的位置,如图4所示。而G的大小将决定滤波器的输入输出驻波情况。

以上的过程可以通过解析法利用其等效模型进行计算,或者通过电磁场仿真软件进行设计。一般而言通过等效模型可以计算出初始值,然后通过仿真软件进行优化,实测结果与仿真结果吻合的较好,但是通过这样的设计过程,仿真的时间往往过长。为了提升设计效率,这里类似设计平行耦合滤波器的常规方式,首先找寻出SIR滤波器的电路模型,然后通过电路模型进行仿真和设计,以加快设计时间。

3 电路模型的提出

毛睿杰等人提出了单个SIR谐振器的电路模型,如图5。其描述出了该谐振器电路中的内部耦合特性。

在此基础上,本文提出图1所示的三阶半波长SIR滤波器的电路模型为如图6所示。

该模型中,将谐振单元的耦合特性和谐振单元间的耦合特性均进行了描述,图中给出了每段微带线的电长度。

利用CAD仿真软件Ansoft Designer进行电路模型的建模,最后的电路模型如图7所示。

模型中,利用一段电长度为qc的六级平行耦合线来表征谐振器的内部耦合和级间耦合的一部分,而级间耦合的另一段由一段平行耦合线来表示。同时模型中,考虑到微带切角和宽度变换对计算精度的影响,而引入了微带弯角和T型接头。到此便完成了三阶半波长SIR滤波器电路模型的建立。

4 电路模型的验证

利用该电路模型,我们设计了一个中心频率1.6GHz的带通滤波器来进行验证实验。

基片的选择为Duroid5880,εr=9.5,整个设计的过程如下:首先选择寄生同带的位置为2.5倍中心频率附近,确定Wc=2mm,Wt=0.7mm;因为需要设计的中心频率为1.6GHz,选择Sc=0.2mm,Lt=7.28mm,通过调整Lc的长度来使滤波器的中心频率达到设计的要求;该滤波器的相对带宽没有要求,选择S=0.2mm;最后调整G的大小使得滤波器的驻波达到一定要求。因此滤波器设计中所需要调整的参数主要有两个:决定滤波器中心频率的Lc,和决定滤波器驻波的G。

利用图7的电路模型,可以计算出Lc的长度与中心频率的关系如图8。

可见当Lc长度在6.45mm附近时,中心频率为1.6GHz。此时取Lc=6.45mm,根据经验估计G的取值范围介于1-3mm之间,图9给出了G分别取1、2、3mm时的仿真结果。

从图9可以看出G的大小的选择需要从对滤波器S11/S22参数中选择出较为理想的值的确定,这里选择G=1.8。

根据以上的参数选择,设计出滤波器进行比较,其比较结果如图10和图11所示。

从图10和图11的比较结果可以看出,滤波器的带内插损、驻波情况和寄生同带位置的仿真结果和实测结果吻合得较好。而实测滤波器的中心频率比仿真结果偏高约30MHz;实测的滤波器带宽约100MHz,而仿真的设计带宽为130MHz;并且实测的滤波器在低频边带内有一个谐振点使得滤波器的低边带带外抑制较高,实测的滤波器在高频边带的抑制度较仿真结果略低一些。

5 结论

本文从耦合谐振器构成的带通滤波器设计过程出发,分析了三阶半波长SIR滤波器的电路模型,并对该电路模型进行建模和仿真,最后以一个L波段微带SIR滤波器为例,对其设计过程进行了详细的研究,比较了电路模型仿真结果和实测结果的区别。测试结果表明利用SIR滤波器电路模型仿真滤波器这种设计方法具有较高的准确性。

参考文献

[1]M.Makimoto,S.Yamashita.Band Pass Filters Using parallelcoupled strip line stepped impedance resonators[J].IEEE Trans on MTT,1980,28(12):14131417.

[2]M. Makimoto,S.Yamashita.无线通信中的微波谐振器与滤波器[M].北京:国防工业出版社,2002.

[3]S.Y.Lee,C.Ming,New CrossCoupled Filter Design Using Improved Hairpin Resonators[J].IEEE Trans on MTT,2000,12(48):24822490.

篇5

1.引言

自2002年美国联邦通讯委员会（FCC）批准把3.1GHz到10.6GHz之间的频段分配给超宽带通信系统使用[1]以来，小型化，高性能已经成为了超宽带无线通信系统的必然趋势[2-5]。文献[2]中首次提出了基于多模谐振器的超宽带滤波器设计方法。文献[3]中为了改善这种基于多模结构超宽带滤波器的高阻带特性，采用了多枝节加载的谐振器结构。此外，为了提高超宽带滤波器的选择性，在文献[4]中提出了一种阶梯阻抗枝节加载的谐振器结构。

本文提出了一种具有新的枝节加载谐振器结构超宽带滤波器。结构为使用圆形开路阶跃短截线为中心枝节，通过圆形谐振器控制奇偶模式的分布；通过短路和开路枝节控制带外抑制。该滤波器具有小尺寸，良好选择性等优点，为设计新型的超宽带滤波器提供了新的思路。

2.超宽带滤波器的结构

由文献[6]中首次使用圆形开路阶跃短截线单元进行超宽带滤波器的设计。在文献中可以知道这种单元具有低通特性，并且其截止频率会随着半径R的增大而减小，边缘响应也随之变得都陡峭。这样，我们可以使用加载其他枝节引入传输零点的方法得到好的阻带特性。

图1为所设计超宽带滤波器的整体结构。整体电路左右对称，使用介电常数为10.2，厚度为1.27mm的Roger RT/duroid6010介质基板，端口阻抗为50Ohm。考虑的制作工艺的难易度和可行性，所有微带间缝隙宽度不小于0.1mm，且金属化过孔的半径不小于0.1mm。

这里和为枝节的特性阻抗以及电长度。当分别等于0o，90o，180o的时候，分别等于0，，0，分别等于，0，。由此可以得到，当超宽带滤波器的中心频率的的时候，由短路枝节可以得到两个传输零点，并且能提高滤波器的选择性。而又由于开路枝节的存在，当开路枝节的电长度等于带外频率抑制点的1/4波长的时候，能够提高带外阻带的性能。在这篇文章里，我们设置带外抑制频率点为15GHz。

通过以上的分析，一个新型的枝节加载超宽带滤波器就可以得到，电路的初始尺寸也可以由上述分析得到，最后使用HFSS进行仿真和优化。

3.仿真结果与分析

通过HFSS仿真得到的仿真曲线如图3所示。从图中可以看出，滤波器测试带宽为3.18GHz到10.46GHz，且通带两端具有较好选择性，插入损耗小于0.25dB，带内时延平坦，其20dB阻带抑制范围可以达到15GHz，从而验证了设计的有效性。此外该滤波器结构紧凑，物理尺寸为16.6mm×13mm。

4.结论

本文提出了一种新的枝节加载谐振器的设计思路并分别设计了一种新型的超宽带滤波器。经过仿真验证，表明该滤波器具有结构紧凑、带宽宽、带外抑制良好等优点。

参考文献

[1]“Revision of Part 15 of the Commission’s rules regar-ding ultra-wideband transmission system，”Tech.Rep.ET-Docket 98-153，FCC02-48，Apr.2002.

[2]L.Zhu，S.Sun，and W.Menzel，“Ultra-wideband（UWB）bandpass filter using multiple-mode resonator，”IEEE Microwave Wireless Components Letters，vol.15，no.11，pp.796-798，Nov.2005.

[3]R.Li and L.Zhu，“Compact UWB bandpass filter using stub-loaded multiple-mode resonator，”IEEE Microwave.Wireless Components Letters，vol.17，vo.1，pp.40-42，2007.

篇6

1. 银城铺变电站概况

110kV银城铺变电站现有3个电压等级，分别为110kV、35kV、10kV，现运行两台40MVA有载调压变压器。最大负荷80MW。现有35kV出线4回，现有10kV出线17回。110kV为双母线带旁路接线方式；35kV为单母线分段接线方式，10kV为单母线分段接线方式。现有10kV无功补偿装置2组，总容量为12000kVAR。短路容量：110kV 最大2041 MVA、最小839 MVA；35kV 最大573 MVA、最小298MVA。

2. 35kV侧电能质量数据分析

为确定MCR型SVC装置研究与应用的方案，2010年9月对银城铺35kV两段母线进行了电能质量测试。测量的指标主要为电压总谐波畸变率、电压闪变、功率因数、无功波动、电压偏差率和谐波电流。通过对实际测量数据的分析，银城铺变电站35kV的4号母线存在的主要电能质量问题为：

1）功率因数偏低，仅为0.899（不投10kV电容器时）。

2）电压总谐波畸变率超标，如下表：

3）电压闪变超标，如下表：

4）谐波以3次、5次谐波为主。

3. MCR型SVC设计方案

通过实测电能质量数据和对其进行的分析，确定补偿方案的设计目标为：不投10kV电容器时功率因数补偿至0.97～0.99；消除母线上的电压畸变和闪变，滤除35kV母线3次、5次谐波；通过调节MCR可以将电压稳定在35 kV～36.8 kV范围之内。

3.1 一次设备接线方式

在35kV的4号母线上设计安装FC+MCR型静止型动态无功补偿及谐波滤波装置（SVC），其中FC分为两组，兼做滤波器使用，分别配置为3、5次谐波滤波器。

磁阀式可控电抗器（MCR）采用角形连接，滤波器由滤波电容器和滤波电抗器组成，其控制策略是以稳定35kV母线无功为主要目的，并对电压波动进行修正，采用闭环控制。通过PT检测母线电压，CT检测母线电流，通过控制器计算系统此刻的无功功率值，再根据检测到的母线电压，计算在限定的电压范围内补偿所需的无功功率。通过对MCR晶闸管开通角度的调节，满足稳定系统无功的主要目的。采用闭环控制可以实现快速响应和精确调节，使SVC达到最优的补偿效果。

3.2 35kV母线补偿容量的计算

35kV侧负荷基波无功补偿量计算，按未投入10kV电容器时功率因数计算。

（1）

式中，P为平均有功功率； 为自然功率因数； 为补偿后达到的功率因数。计算时由实测值 ，a1取0.899，a2取0.99，则 MVar，考虑到适当余度，补偿设计补偿容量可取21-24MVar。

3.3 滤波支路设计

在滤波器设计中，一般不将其设计到真正谐振状态，在整定值时，可将支路的电容变化率分别为1.07%（H3）和2.2%（H5）；偏离调谐点范围为0.5%（H3）和1.1%（H5），且滤波支路在设计时考虑了在调谐点谐波频率±2.5%范围内偏移时，均能达到滤波的要求例如：3次滤波器调谐值一般设计为2.985次滤波器设计值一般为4.95，设计滤波器时还要考虑品质因数，这个参数主要是衡量滤波效果；虽然理论上越大越好，但是品质因数过大，系统容易失谐，因此一般单调谐滤波器品质因数为15―45。滤波器主要参数如下表：FC部分全部投入后总设计容量18000kVar，总的基波容量为12000kVar。

3.4 磁控电抗器及其控制器设计

磁控电抗器由箱壳、器身、散热片、油枕以及出线套管等组成，其可控硅箱与电抗器本体可置于同一箱体的方式。磁控电抗器设计额定容量为12000kvar。一次接线图如下：

4.效果分析

通过对银城铺变电站35kV母线设计以MCR为主体的SVC无功补偿装置，能够成功地解决目前存在的电能质量问题，提高系统的电压稳定性，其效果主要表现在以下几个方面：

1）功率因数：35kV母线的平均功率因数在0.97以上。

2）谐波：35kV母线各相3、5次谐波电流均明显减小。

3）无功功率：35kV母线系统无功功率因SVC装置的大幅度波动变得非常平稳。

4）动态响应：设计的MCR型SVC装置在负荷发生变化的情况下，MCR能在1～2个周波内响应，并达到稳定。

5）电压偏差率：设计的MCR型SVC装置根据仿真分析，电压合格率均为100％。

另外，从经济效益上讲，设计的SVC装置还对减小电压降落损耗、降低电网线损、抑制闪变、提高电网供电能力和延长变电站电力设备使用寿命等方面发挥了重要作用。

参考文献:

[1] 陈伯超.新型可控饱和电抗器理论及应用.武汉：武汉水利电力大学出版社， 1999.20～66

[2] 徐俊起.新型静止无功发生器的研究：[硕士学位论文].成都：西南交通大学，2003

磁控电抗器由箱壳、器身、散热片、油枕以及出线套管等组成，其可控硅箱与电抗器本体可置于同一箱体的方式。磁控电抗器设计额定容量为12000kvar。一次接线图如下：

4.效果分析

通过对银城铺变电站35kV母线设计以MCR为主体的SVC无功补偿装置，能够成功地解决目前存在的电能质量问题，提高系统的电压稳定性，其效果主要表现在以下几个方面：

1）功率因数：35kV母线的平均功率因数在0.97以上。

2）谐波：35kV母线各相3、5次谐波电流均明显减小。

3）无功功率：35kV母线系统无功功率因SVC装置的大幅度波动变得非常平稳。

4）动态响应：设计的MCR型SVC装置在负荷发生变化的情况下，MCR能在1～2个周波内响应，并达到稳定。

5）电压偏差率：设计的MCR型SVC装置根据仿真分析，电压合格率均为100％。

另外，从经济效益上讲，设计的SVC装置还对减小电压降落损耗、降低电网线损、抑制闪变、提高电网供电能力和延长变电站电力设备使用寿命等方面发挥了重要作用。

参考文献:

[1] 陈伯超.新型可控饱和电抗器理论及应用.武汉：武汉水利电力大学出版社， 1999.20～66

[2] 徐俊起.新型静止无功发生器的研究：[硕士学位论文].成都：西南交通大学，2003

磁控电抗器由箱壳、器身、散热片、油枕以及出线套管等组成，其可控硅箱与电抗器本体可置于同一箱体的方式。磁控电抗器设计额定容量为12000kvar。一次接线图如下：

4.效果分析

通过对银城铺变电站35kV母线设计以MCR为主体的SVC无功补偿装置，能够成功地解决目前存在的电能质量问题，提高系统的电压稳定性，其效果主要表现在以下几个方面：

1）功率因数：35kV母线的平均功率因数在0.97以上。

2）谐波：35kV母线各相3、5次谐波电流均明显减小。

3）无功功率：35kV母线系统无功功率因SVC装置的大幅度波动变得非常平稳。

4）动态响应：设计的MCR型SVC装置在负荷发生变化的情况下，MCR能在1～2个周波内响应，并达到稳定。

5）电压偏差率：设计的MCR型SVC装置根据仿真分析，电压合格率均为100％。

另外，从经济效益上讲，设计的SVC装置还对减小电压降落损耗、降低电网线损、抑制闪变、提高电网供电能力和延长变电站电力设备使用寿命等方面发挥了重要作用。

参考文献:

篇7

一、引言

随着光伏太阳能电池板的工艺不断进步，太阳能并网发电逐渐成为热点。大功率光伏并网逆变技术是太阳能光伏并网发电领域最核心技术之一。而逆变器侧的滤波器参数选择是关系着其并网的性能优劣的关键点之一。因此，设计参数合适的滤波电路及确定合适的滤波电路参数非常重要。

二、L及LCL滤波器效果对比

并网逆变器滤波结构主要有L型及LCL型。

L型滤波器是一阶的，电流谐波幅值一直以-20dB/dec下降，LCL型滤波器是三阶的，在谐振频率之前，和L一样，电流谐波幅值以-20dB/dec下降，谐振频率之后，电流谐波幅值以-60dB/dec下降。随着频率的增加，在高频阶段LCL能有效抑制谐波成分。同时可以看到，如果想达到相同的滤波效果，LCL型滤波器总电感量是L型滤波器总电感量的1/3，极大的减小了滤波器的体积，节省了材料及成本。

三、500kW大功率光伏并网逆变器的LCL滤波电路参数设计

1.总电感的约束条件

LCL滤波电路中，电容支路开路，总电感大小为L=L1+Lg，根据基尔霍夫电压定理有：

根据图1，可以看出，A点表示逆变器输出电流与电网电压同向，逆变器向电网传输有功功率，功率因素为1。

根据图1，由余弦定理得出：

2.谐振点的约束条件

LCL滤波电路发生谐振时，该次并网谐波谐波电流会显著增加。根据谐振公式，可以知道并网电流发生谐振点频率为：

（3-4）

在大功率光伏并网逆变器控制技术中，一般采用SVPWM调制方式。该调制方式使得谐波电流在开关频率及开关频率倍数附近含量很大。所以，谐振频率应避开开关频率倍数处。工程中，一般将谐振点取在10倍基波频率和一半开关频率的范围之间，即：

（3-5）

3.逆变器侧电感L1的计算

在SVPWM调制情况下，设定电感电流纹波在每一个载波周期内不能超过峰值电流的20%，有：

其中，Ts为载波周期，为纹波电流，。

4.并网侧电感Lg的计算

工程上，一般将逆变器侧电感值的1/6到1/4作为并网侧电感值，即Lg=（1/6～1/4）。

5.电容C的计算

电容导致的无功功率必须小于逆变器总容量的5%，本次计算中选取逆变器额定容量的2%作为无功功率。

6.计算电容侧电阻值Rd

为了使大功率并网逆变器有更好的稳定性，采用控制方法较简单的无源电阻法来并网。它将LCL滤波器电容侧串联入电阻Rd，减小谐振点的谐波电流。Rd的引入导致系统损耗增加。

分析式（3-11），可以看到，功率损耗随电阻的增大，先增大后减小，当时，功率损耗出现的极大值。因此无源电阻取值应该避免这些点。

考虑到谐波电流主要分布在开关频率及其倍数附近，即：

时，逆变器有较大损耗。

综合考虑：

此时，无源电阻功率损耗不大。所以，基于500kW的光伏并网逆变器LCL滤波电路选取的参数如表1所示：

7.验算谐振点

将计算好的各值带入式（3-5），检验电流谐振点，则fres=1493Hz。满足系统要求。

四、仿真验证

采用Matlab/Simulink搭建仿真模块，控制算法用S函数编写而成。

光伏电池板直流电压源采用Boost电路，通过电流闭环控制功率大小，模拟光伏电池板在不同光照下工作。并网逆变器采用SVPWM7段式调制策略，实现单位功率因素的并网运行。

研究发现，为了实现逆变器单位功率因素并网运行，取逆变器侧的电流反馈，此时需要给Q轴给定电流做移相补偿，补偿的无功电流为：

Boost电路中，直流侧电压500V，电感L=10mH，开关频率2.5kHz，支撑电容10mF。三相并网逆变器LCL滤波器参数如表1所示，并网线电压270V。

五、结论

仿真结果如图2～图5所示，可以看到额定功率运行时，并网电流的谐波为1.38%。当轻载运行时，因为调制度降低，SVPWM调制谐波电压含量增加，并网电流总谐波含量为9.29%。

对于输出功率随光照强度变化的光伏太阳能逆变器，仿真证明此LCL滤波器能达到很好滤波效果。证明了LCL滤波器设计的正确性。

参考文献

[1]冯垛生，张淼，赵慧，等.太阳能发电技术与应用[M].人民邮电出版社，2009：8-11.

[2]张兴，曹仁贤.太阳能光伏并网发电及逆变控制[M].机械工业出版社，2011：68-71.

[3]Soeren Baekhoej Kjaer，John K.Pedersen，Frede Blaabjerg.A Review of Single-Phase Grid-Connected Invertersfor Photovoltaic Modules[J].Industry Applications，IEEE Transactions on.2005，41（5）.

[4]马琳.无变压器结构光伏并网逆变器拓扑及控制研究[D].北京交通大学博士学位论文，2011.

[5]陈瑶，金新民，童亦斌.三相电压型PWM整流器网侧LCL滤波器[J].电工技术学报，2007，22（9）：117-118.

[6]宋静文.大功率光伏逆变器损耗模型的研究[D].西南交通大学硕士学位论文，2013.

篇8

1.引言

雷达的基本任务是用无线电的方法探测目标的距离、方位角、俯仰角及速度等信息。这些信息是利用目标对电磁波的反射现象获取的[1]。对空雷达探测的目标通常是运动的物体，例如空中的飞机、导弹等，雷达接收到这些目标回波信息的时候，还会接收到各种背景（例如地物、云雨及海浪等）的干扰回波信号。这些背景回波会给我们探测真正的目标带来困难，称之为杂波或无源干扰。雷达接收到的不仅仅是目标回波，往往包含某些杂波干扰。

杂波干扰和目标回波在雷达显示器上同时显示很难观察到目标，特别是有强杂波时，能够使接收机过载，更难发现目标。即使终端通过自动检测和数据处理系统，由于存在大量的杂波，系统也很难以处理。文献[2]-[6]中都是对固定权的对消器做了一些研究，本文是在此基础上研究了最佳权参差频率滤波器，具有比对消器更好的抑制效果。

2.K次对消器

K脉冲MTI对消器与滤波器加权系数为二项式的横向FIR滤波器等效。通过级联一次MTI对消器来得到高阶滤波器的方法推导出K次MTI对消器，因此，K次MTI对消器的传递函数[7]为：

（1）

图1 K对消器构造模型

图1为K次对消器构造模型，则K次对消器的输出为：

（2）

式中，K为对消器的次数，对消器的系数为二项式系数，用下式计算：

（3）

式中图2是四脉冲对消器的速度响应特性，其中雷达脉冲重复频率为330Hz，雷达工作波长为0.2m，则求得第一盲速为vr1=36.3m/s。

由图2其速度响应曲线知，四脉冲MTI对消器的频率特性在，，各频率点处均有很深的凹口，能够很有效地抑制零多普勒频率的固定杂波。图2中可以看出零频附近的凹口很深，达约-150dB。

3.参差MTI滤波器

由于等T的MTI对消器仅仅对固定地物杂波有较好的抑制效果，当目标以多普勒频率对应的径向速度相对雷达运动，滤波器将检测不到运动目标，从而可能丢失目标信息。因此要可靠地发现目标，应保证第一盲速要大于可能出现的目标最大速度。

解决此问题通过采用两个以上不同的重复频率交替工作，使第一盲速大于雷达所要探测目标的最大径向速度，从而提高雷达对目标的检测。

设雷达采用N个重复频率工作，它们的重复周期表示为图3为参差MTI滤波器结构框图3中：

图2 四脉冲对消器速度响应曲线

图3 参差MTI滤波器结构框图

参差MTI滤波器的输出为：

（4）

MTI滤波器的频率响应为：

（5）

根据式（5），参差MTI滤波器的频率响应取决于参差周期T1，T2，…，TN和滤波器的系数矢量。滤波器的系数矢量符合二项式展开系数，就构成了参差MTI对消器。

图4所示为四脉冲参差MTI滤波器的速度响应曲线，即此MTI滤波器的系数矢量为二项式权为，重复频率为330Hz，雷达工作波长为0.2m。采用9个重复频率工作，在采用参差频率前，第一盲速为vr1=36.3m/s；采用参差重复频率后，知第一等效“盲速”提高的倍数为：

=40

求得第一等效“盲速”为：

图4 参差MTI滤波器速度响应曲线

在图4中，可以看到第一盲速被提高了40倍，而且速度响应曲线在该速度范围内响应曲线整体比较平坦。图4零频附近可以看出，速度响应在vr=0处有很深的凹口，用于抑制零多普勒频率地杂波。然而与图2四脉冲等T对消器速度曲线相比较，零频附近的凹口深度变浅了，仅为-70dB。由于凹口明显变坏了，对杂波的抑制能力有所减弱。

4.基于参差周期比选择的仿真

利用MATLAB软件进行仿真，观察改变参差码对参差MTI滤波器速度响应曲线的影响，这对设计较好杂波抑制效果的滤波器是很有必要的。

采用9脉冲参差重复周期，比值为：36：44：37：43：38：42：39：41：40。显然可能的排列种数=362880种，对每种组合用特征矢量法来求出最佳权矢矢量，再使用这组权矢量求出滤波器的频率响应。在所有的参差码中挑选出一组最优的码使通带内的频率响应不平坦度最小，此时设计出的MTI滤波器对杂波的抑制是最好的。由于实际操作的有限性，自己选取了几个特殊的参差码进行了仿真，并总结了一些结论。

（1）不同参差比选择会影响MTI滤波器的性能

图5 参差MTI滤波器速度响应曲线

图6 参差MTI滤波器速度响应曲线-零频附近

从图5看出，不同参差码对参差MTI滤波器的整体速度响应曲线在通带内曲线平坦度不同，上面参差码有更好的杂波抑制效果，而下面参差码在通带中间位置起伏比较大。从图6可以看出，不同参差码组合，零频附近的凹口相差不是很大。

（2）通过改变参差比，研究表明了参差周期的码元排列互为倒序或者互为平移时，最佳权参差MTI滤波器的速度响应曲线效果相同，对杂波的抑制效果也一样。

5.改善因子最大准则

杂波抑制滤波器对信杂比改善的情况用改善因子来表示。改善因子越大，MTI系统对杂波的抑制效果越好。改善因子I即为杂波抑制滤波器的输出信杂比（S0/C0）与输入信杂比（Si/Ci）之比，即：

（6）

虽然参差周期解决了盲速，但带来了改善因子的限制值IS，由于参差和扫描的影响对改善因子I限制公式[8]如下：

（7）

式（7）中，n为波束宽度内脉冲回波数，r为参差周期的最大变比。

通过采用时变加权来克服次限制，即在不同的取样时刻，给滤波器不同的加权值，这样就能解决参差带来的影响。在数字设备里实现时变加权是容易做到的而且稳定可靠。

由FIR滤波器特性，MTI滤波器的频率特性完全由其加权系数矢量W确定。设MTI滤波器的N个权矢量系数为w1，w2，…，wN，则可以构成一个加权矢量W，W=[w1 w2 … wN]T。由杂波的功率谱可以由表征的高斯曲线来表示：

（8）

标准偏差为：

（Hz）

其中为径向速度标准偏差（米/秒），为雷达工作波长（米）。根据维纳—辛钦（Wiener-Khintchine）定理，信号的自相关函数和功率谱互为傅立叶变换对，所以得到杂波的自相关函数如下，式中为相关时间：

（9）

利用积分公式：

经推导可得：

对于地杂波是一种特殊情况，杂波谱的中心频率，则得到：

由此可见，具有厄米特性质：

式中*表示复共轭，这说明由构成杂波的自相关矩阵Rc为厄米特矩阵：

对于目标信号来说，其多普勒频率在区间（，）上均匀分布，则目标信号可表示为：

（10）

目标信号自相关函数为：

由积分公式可得：

得出目标信号的自相关矩阵RS：

设为输出信号，MTI滤波器输入端的杂波数据和信号数据分别为：

可求输出信号模的平方为：

则输出信号的功率表达式为：

那么，MTI滤波器输出端的杂波功率和信号功率分别为：

（11）

（12）

其中和分别表示MTI滤波器输入端的杂波功率和信号功率，根据MTI改善因子的定义为：

（13）

（14）

则为一个单位矩阵，根据式（13）有：

（15）

问题转变成利用式（15）求I的最值：

（16）

式（16）求导可得，RC的特征方程为：

（17）

其解有N个即，要使MTI滤波器的平均改善因子达到最大，MTI滤波器的最佳权矢量应取输入杂波的自相关矩阵的最小特征值所对应的特征失量，此时杂波滤波器的平均改善因子为：

（18）

这种设计杂波抑制滤波器的方法称为特征矢量法。

5.1 改善因子最大的对消器仿真

由特征矢量法的推导得出当MTI滤波器的权系数矢量取杂波自相关矩阵的最小特征值对应的特征矢量时，MTI滤波器的改善因子将达到最大。

四脉冲最佳权对消器的速度响应曲线仿真条件为：脉冲重复频率为330Hz，雷达工作波长为0.22m，=0.3m/s为杂波的标准离差，它是与地杂波区植被类型与风速有关的一个量，波束宽度为1.35o，天线转速为6转/分。首先求得地杂波功率谱的标准偏差为：

再考虑天线扫描引起的杂波功率谱的展宽，设天线方向图具有高斯形状，双程天线方向图对回波信号的幅度调制引起了杂波功率谱展宽可用标准离差表示：

（19）

（20）

式中，为半功率天线方位波束宽度（o）；为天线方位扫描速度（r/min）；为目标仰角（o），n为单程天线方向图3dB宽度内目标的回波脉冲数。带入数据可得，=7.3Hz。对于天线扫描工作的雷达，接收的杂波功率谱标准离差应为：

图7 四脉冲最佳权对消器速度响应曲线

由图7可以看出，在径向速度为零附近最佳权MTI对消器有了三个凹口，这是由于四脉冲对消器的原故，它可以等效为三个一次相消器，在Z=1处有三重零点。与图2相比较，图7最佳权对消器的改善因子I有了很大提高，速度响应曲线对杂波的抑制效果更好，特别是对有频谱展宽的地物杂波。

5.2 改善因子最大的参差滤波器的仿真

为了消除参差对改善因子的限制，常采用时变加权的方法加以克服，即取杂波自相关函数的最小特征值对应的特征矢量作为参差MTI滤波器的最佳权系数。

最佳权参差MTI滤波器的速度响应曲线仿真条件：雷达脉冲重复频率为330Hz，雷达工作波长为0.22m，=0.3m/s为杂波的标准离差，波束宽度为1.35o，天线转速为6转/分。天线扫描接收杂波功率谱标准离差为=7.8Hz。

此时雷达采用9个参差重复频率，它们的重复周期之比为：T1：T2：T3：T4：T5：T6：T7： T8：T9=36：44：37：43：38：42：39：41：40。

图8 最佳权参差MTI滤波器速度响应曲线

图8与图4相比，得出二项式权系数参差MTI滤波器与最佳权系数参差MTI滤波器的整体速度响应曲线相差不大，基本相同，而且速度响应曲线在通带内均比较平坦。而在凹口即零频附近多出了两个对称的凹口，改善因子提高了，第一凹口深度达到约-80dB，对杂波的抑制效果更好。

6.结论

本文给出了抑制杂波的动目标显示滤波器及其性能，详细地推导出了改善因子最大准则，从而得出了最佳权参差滤波器使改善因子大大提高了，能更好地滤除杂波。仿真结果表明了最佳权滤波器有更好的抑制杂波性能的同时取得较高的改善因子。

参考文献

[1]丁鹭飞，耿富禄.雷达原理（第三版）[M].西安电子科技大学出版社，1997.

[2]W.Fishbein.et al.Clutter Attenuation Analysis，MTI Radar[J].Artech House，1978：331-354.

[3]陶海红，廖桂生，汪莉君.多杂波背景下用于低速弱目标检测的滤波器优化设计[J].电子与信息学报，2005： 1580-1584.

[4]J.K.Hsiao.On the optimization of MTI clutter rejection[J].IEEE Trans on AES，1974，AES-10（5）：622-629.

[5]汪莉君.雷达杂波抑制技术的研究[D].西安电子科技大学硕士论文，2005.

[6]蔡丽娜.杂波抑制滤波器的研究与设计[D].西安电子科技大学硕士论文，2008.

篇9

中图分类号：TN713 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2016）10（a）-0000-00

A Novel Microwave Differential Lowpass Filter Based on Double-sided Parallel-strip Line

Qing-Yuan Lu

（Xinglin College， Nantong University， No.999， East Outer Ring Road， Nantong， 226000）

Abstract ─ In this letter， a novel microwave differential lowpass filter （LPF） is firstly proposed based on the double-sided parallel-strip line （DSPSL）. As the DSPSL is with the inherent differential transmission property， one of identical metal strips in DSPSL can be either signal line or ground for the other strip. The lowpass characteristic for the differential-mode operation is achieved when port 1’（ 2’ ） possess opposite signal lines as compared with port 1 （2）. L-C equivalent circuits for both differential-mode and common-mode are given to illustrate the frequency responses of the two modes. A demonstrated filter with 3 dB cut-off frequency at 1 GHz has been designed， fabricated and measured for the purpose of verification. The designed LPF features advantages of low in-band insertion loss and wide-band common-mode suppression. Good matching between the simulated and measured results has been observed， which verifies the proposed structure and its design concept.

Index Terms - double-sided parallel-strip line （DSPSL），Differential filter，lowpass filter.

一、 引言

S着现代无线通信系统的快速发展，平衡式电路因为许多的优点如抑制噪声能力、低串扰和低电磁干扰等优点，而受到了越来越多研究者的关注。滤波器作为一个频率选择器件，在无线通信系统中起着重要的作用。许多形式的传输线被用来设计平衡式滤波器，比如：微带线、带状线、双边平行带线和基片集成波导等[1]-[6]。

传统的平衡式滤波器设计方法并不容易实现具有高共模抑制度的平衡式低通滤波器。因为对于一对差分传输线而言，其差模情况下的等效电路始终会存在虚拟接地点。比如文献[1]-[4]中的结构并不能用来设计低通滤波器，因为其差模等效电路中拥有短路接地点。因此，很少有相关的论文涉及微波频段的平衡式低通滤波器设计。据作者所知，只有文献[8]-[9]提出了一种可以用来设计平衡式低通滤波器的方法，但是这种利用缺陷地结构来抑制共模信号的方法很难在实现较宽频带范围。

如图1所示，本文提出了一种新型的微波平衡式低通滤波器。该滤波器设计基于双边平行带线结构，拥有低带内插损和较宽的共模抑制能力等优点。并且介绍了一种滤波器的简单设计方法。

二、 滤波器设计

图1为所设计的平衡式低通滤波器的结构示意图。传统的双边平行带线是一种平衡式传输线，其结构中间层为介质，介质两面为对称的信号线。因为双边平行带线的对称特性，我们可以将“地”线和“信号”线互换使用。通过将端口处成对的SMA接头中的一个反接，可以实现差模等效电路与共模等效电路的互换，反之亦然。

差模情况下的低通特性是利用端口1（2）与端口1’（2’）相反的信号线来实现的。图2为平衡式低通滤波器的差模和共模的等效电路以及L-C原型。

图2 所设计的低通滤波器模的等效电路以及L-C原型电路

（a） 差模等效电路

（b） 共模等效电路

（c） 差模L-C原型电路

（d） 共模L-C原型电路

对于差模情况，如文献[11]第5章所述，可利用开路枝节实现低通响应。具有较高阻抗的传输线可以等效为电感（L1、L2和L3），那么开路枝节可以等效为接地电容（C1和C2）。在本设计中，我们将3dB截止频率设定为1GHz，两个传输零点分别设置在1.66GHz和2.3GHz用来提高低通滤波器的频率选择性。其零点的计算公式如下：

（1）

对于共模响应，短路枝节可以等效为电感（L4和L5）和电容（C3和C4）的并联。其共模的谐振点由并联的L4C3和并联的L5C4控制。而且这些共模谐振频点远离差模的通带响应，所以该平衡式低通滤波器可以在较宽的频带内抑制共模信号。

表1为实现上述差模低通滤波器所需的L-C的值。图3中的蓝线部分为该低通滤波器利用L-C原型电路进行仿真的频率响应。

基于上述理论分析设计了一款差分低通滤波器。其结构参数如下：l1 = 20 mm， l2 = 20 mm， l3 = 16 mm， l4 = 14 mm， w1 = 0.5 mm， w2 = 4.5 mm， w3 = 5.75 mm。基板采用罗杰斯4003C，其介电常数为3.38，厚度32mil，损耗角为0.0027。图3中带有红色三角的曲线为该滤波器通过软件仿真得出的频率响应。由图可见，与利用L-C原型电路的仿真结果吻合良好。

三、 测试结果

为了验证其理论的正确性，我们加工了该滤波器的样品。图4为该样品的照片。该滤波器的仿真结果是通过软件Aglient ADS 和Ansoft HFSS。电路样品测试采用Aglient公司的四端口矢量网络分析仪N5230A，该仪器可以同时测出差模和共模的S参数。图3为该平衡式电路的仿真与测试结果，两者吻合良好。从该滤波器的测试结果中可以看出，低通滤波器的3dB截止频率为1GHz，插入损耗小于0.22dB。该滤波器拥有良好的通带性能，而且10dB的共模抑制能力可以达到2.7GHz。

四、 结论

本文提出了一种基于双边平行带线的平衡式低通滤波器。通过相反的端口结构实现了平衡式滤波器差模响应的低通特性。为验证该理论，设计并制造了该滤波器样品，仿真与测试吻合良好。该滤波器的通带性能良好，并碛薪峡淼墓材R种颇芰Γ适用于现代无线通信系统。

致谢

项目基金：南通市科技计划项目（GY12015021）。

参考文献

[1] C. H. Wu， C. H. Wang， and C. H.Chen， Novel balanced coupled-line bandpass filters with common-mode noise suppression[J]. IEEE Trans Microwave Theory and Tech55（2007）， 287-295.

[2] J.Shi， and Q.Xue， Balanced bandpass filters using center-loaded half-wavelength resonators[J].IEEE Trans Microwave Theory and Tech58（2010）， 970-977.

[3] J. X. Chen， C. Shao， Q. Y. Lu， H.Tang， and Z. H.Bao，Compact LTCC balanced bandpass filter using distributed-element resonator[J].Electron. Lett.49（2013），354C356.

[4] X. H. Wang， Q. Xue， and W. W.Choi， A novel ultra-wideband differential filter based on double-sided parallel-strip line[J].IEEE Microwave WirelessCompon Lett20 （2010）， 471-473.

[5] M. H. Ho， and C. S. Li， Novel balanced bandpass filters using substrate integrated half-mode waveguide[J].IEEE Microwave WirelessCompon Lett23 （2013）， 78-80.

[6] Y. J. Lu， S. Y. Chen， and P.Hsu， A differential-mode wideband bandpass filterwith enhanced common-mode suppression using slotlineresonator[J].IEEE Microwave WirelessCompon Lett22 （2012）， 503-505.

[7] J. X. Chen， J. L. Li， and Q.Xue， Lowpass filter using offset double-sided parallel-strip lines，Electron. Lett.41（2005）， 1336-1337

[8] T. L. Wu， C. H. Tsai， T. L. Wu， and T. Itoh， A novel wideband common-mode suppression filter for gigahertz differential signals using coupled patterned ground structure[J].IEEE Trans Microwave Theory and Tech57（2009）， 848-855.

篇10

影响舰船目标检测的主要因素是海杂波，由于舰船目标速度较慢，目标多普勒谱会有大部分落入高频海洋二阶及高阶回波的多普勒谱中，严重影响了目标的信杂比。对于短的时间序列，传统的傅里叶变换频率分辨力太差，速度较慢的舰船目标会被强大海杂波淹没。

要解决这个问题，可以从两个思路方面来考虑：一个是采用性能更好的杂波抑制算法，尽可能的抑制遮蔽目标的杂波而不损害目标会波分量；另一个是尽量提高多普勒谱的频域分辨率，使杂波谱尽量窄一些，那样目标也相对容易显现。本文提出一种利用高分辨谱估计方法获得目标回波多普勒谱然后进行循环对消的目标检测方法，该方法既能提高谱的分辨率，又能更好的得到杂波信息，有利于杂波的抑制。

一、高分辨谱估计方法

高分辨谱估计方法可以得到较高频域分辨率的多普勒谱，能够更容易地在频域把舰船目标和背景干扰分开。常用的高分辨谱估计方法有Capon方法、APES算法等，本文利用Capon谱估计方法对频率的估值较准确，而APES谱估计算法对幅度估计较准确的特点，将Capon方法与APES算法相结合，构成CAPES算法。下面对APES幅度相位估计方法和Capon谱估计方法进行介绍。

（一）Capon谱估计方法

Capon谱估计的原理是设计一种FIR数字滤波器，使它在保证滤波器输入的某个频率成分完全通过的前提下，使滤波器输出功率最小。如果让角频率为的复正弦信号无失真地通过滤波器，则将滤波器的输出功率作为对输入信号在该频率上的功率谱估计。

设计一个m阶有限长脉冲响应滤波器，将其滤波器系数表示为：

其中m是一个未确定的正整数。假设输入信号为N点序列，则滤波器在时刻n的输出为：

（二）APES幅度相位估计方法

APES算法是一种正弦信号的幅度相位估计方法[1]，与传统傅里叶变换方法相比，APES方法获得的多普勒谱频域分辨率高、旁瓣较低，能更准确地估计信号的幅度和相位。

APES方法可以描述为[2]：

根据最小二乘（LS）的思想，对于一个角频率，考虑滤波器系数使滤波器输出尽可能接近角频率为、幅度为的单频信号，表示复共轭转置，假设表述如下：

由上文对APES算法和Capon算法的描述可知，APES算法对信号功率谱的幅度估计更为精确，而Capon方法对功率谱的频率估计更为准确，因此我们将Capon方法与APES算法结合起来，先用Capon方法估计信号的功率谱，获得功率谱峰值对应的频率，再用APES算法估计频率处的幅度，这种CAPES算法能够获得信号更精确的功率谱。

二、基于高分辨谱估计的海杂波循环对消算法

海杂波对消算法是利用各种信号幅度频率估计方法得到海杂波的峰值及峰值对应的频率、相位，得到海杂波峰值处对应的单频信号，然后从原信号中将该单频信号减去。本文用高分辨谱估计方法代替传统的FFT谱估计方法，提出基于高分辨谱估计的海杂波循环对消算法。

在短的相干积累时间条件下，海杂波的时变性可以不予考虑，可以用两个谐波分量来模拟海杂波，通过对这两个谐波分量幅度、频率和初始相位的估计，在时域拟合出这两个谐波分量，再从初始信号中减去这两个分量，就能达到杂波抑制的目的。该算法的核心在于如何精确地估计谐波分量的频率、幅度和初始相位。因为海杂波的能量往往远高于舰船目标回波的能量，所以可以估计初始信号中能量最大的谐波分量并将其看作海杂波分量减去，这种经过估计参数、拟合单频信号并从原始信号中将其减去的过程要经过多次循环重复才能较好地抑制海杂波从而让目标凸现出来。

基于高分辨谱估计的循环对消算法的具体步骤如下：

1.对于一定长度的雷达回波信号，用Capon方法得到其多普勒谱；

2.从频谱里面提取出最大谱峰对应的频率；

3.用APES算法估计频率处对应的幅度；

4.用公式估算出该谱峰处对应的初始相位；

5.根据估计得到的频率，幅度以及相位，重构出复正弦信号；

6.用原始雷达回波信号得到新的信号；

7.用CAPES算法估计新序列的多普勒谱，检查舰船目标是否凸显，如果未凸显，则继续从步骤1开始迭代，直到舰船目标出现为止。

采用步骤4中的公式估算谱峰对应的初始相位可以使得对一阶Bragg峰的拟合误差最小。

本文提出算法的主要特点是频域分辨率高、对消效果明显，一般通过2～3次迭代就能达到较好的杂波抑制效果[8]。与传统的通过傅里叶谱估计方法获得多普勒谱的对消算法相比，该算法解决了在短相干积累时间条件下频域分辨率不高、海杂波难以消除的问题。

三、实验分析

下面我们用仿真信号来验证本文提出的循环对消算法的有效性。

，为海杂波信号，为舰船目标信号，为零均值、方差为1的高斯白噪声，同取128点数据（以保证相同的相干积累时间）进行实验。实验结果如图1所示经过两次对消后，杂波被对消掉，目标显现，从而说明本文提出的目标检测算法是有效的。

参考文献

[1]Petre Stoica，Hongbin Li，and Jian Li，A New Derivation of the APES Filter Signal Process，1999，6.

[2]赵树杰.信号检测估计理论[M].西安电子科技大学出版社（第一版），1998：50-56.

[3]郭欣.天波超视距雷达信号处理技术研究[D].南京理工大学博士学位论文，2003（9）：90-110.

[4]杨志群.天波超视距雷达信号处理方法研究[D].南京理工大学博士学位论文，2003（9）：65-75.

[5]贠国飞.高频雷达舰船检测方法研究[D].西安电子科技大学硕士学位论文，2010（3）：20-30.

[6]张同舟.高频雷达目标检测方法研究[D].西安电子科技大学硕士学位论文，2011（3）：15-25.